双管正激变换器由于开关管电压应力低、可靠性高, 是目前工业界应用最广泛的电路拓扑之一。

　　但双管正激变换器的高频变压器磁芯单向磁化、利用率低, 增大了变压器体积; 同时受变压器磁芯磁复位的限制, 导通占空比小于015, 限制了双管正激变换器在输出高电压场合的应用。为了克服双管正激变换器的上述缺点, 同时保留其可靠性高的优点, 文[6～ 9 ]对双管正激变换器单元进行了组合研究。为了提高可靠性和减小变压器体积, 文[ 10 ]应用双管正激磁集成变换器研制了额定输出48 V /50 A 通讯电源。为了抑制变压器磁芯偏磁问题, 文[10 ]采用了峰值电流控制模式。

　　本文研究了双管正激磁集成变换器由于参数不对称导致的高频变压器磁芯偏磁问题, 为能否采用平均电流控制模式或电压控制模式提供了理论依据。同时, 为了减小开关管电流应力, 分析了双管正激磁集成变换器中高频变压器原边环流产生的机理, 并提出了一种减小环流的方法。

　　两组双管正激变换器的控制脉冲移相180°, 在输入端交错并联, 分别用一个变压器的两个原边, 对变压器磁芯进行正、反双向激磁, 共用变压器副边经全桥整流后输出。变压器两原边匝数相同(N P1=N P2= N P ) , 原副边匝比N P: N S= n。为便于分析, 特作如下假设: 所有开关管、二极管均为理想器件, 所有开关管的导通占空比相同; 输出滤波电感电流连续, 变换器已进入稳态工作。

　　开关管Q 1～ Q 4 关断期间, 滤波电感电流经D5～D8续流, 变压器原、副边被短路, 开关管漏源极间电压均为输入电压的一半。Q 1,Q 2导通时, 变压器原边2带“·”端感应电势为正, 大小近似为输入电压。此时, 原边2的漏感L L 2,Q 3和Q 4的结电容以及D3和D4的结电容在原边2的感应电势和输入电源的共同作用下发生谐振, 谐振电流(环流) iL 2对Q 3和Q 4结电容充电, 同时对D3和D4的结电容放电。

　　当Q 3和Q 4的结电容电压上升到输入电压时,D3和D4保持正偏导通, 环流iL 2流经D3→输入电源→D4→L L 2→N P2回路, 在D3和D4的导通管压降以及Q 1和Q 2的导通压降作用下线性下降。

　　双管正激磁集成变换器输入输出电压增益是双管正激变换器的2倍, 更适用于输出高压场合。在参数对称情况下, 双管正激磁集成变换器的高频变压器磁芯双向对称磁化, 磁芯利用率高; 在参数不对称的情况下, 高频变压器磁芯虽然会出现单向磁化现象, 但不会出现单向磁饱和。结果表明, 磁集成变换器完全可以采用平均电流控制模式或电压控制模式。本文还分析了高频变压器原边环流产生的机理, 提出了一种原边续流管串联一小电感的方法, 使环流减少一半, 从而有效减小了开关管电流应力。