在反激变换器拓扑中，开关管导时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。

　　a、电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求；

　　b、输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前己可实理交流输入85-265V间，无需切换而达到稳定输出的要求；

　　c、变压器匝数比值小;

　　d、转换效率高，损失小。

　　1工作模式介绍

　　反激变换器分两种工作模式：DCM和CCM，实际工作时一般都跨越这两种工作模式。

　　（1）、电感电流不连续模式DCM（Discontinuous Inductor Current Mode）或称“完全能量转换” ：Ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期（Ton）中都转移到输出端。

　　（2）、电感电流连续模式CCM（Continuous Inductor Current Mode）或称“不完全能量转换” ：储存在变压器中的一部分能量在Toff末保留到下一个T

　　On周期的开始。

　　当变换器输入电压Vin在一个较大范围内发生变化，或是负载电流Il在较大范围内变化时，必然跨越这两种工作方式，因此反激式转换器要求在DCM/CCM都能稳定工作。但在设计上是比交困难的，通常采用DCM/CCM临界状态作设计基准，并配以电流模式控制PWM的方法来设计的。

　　在稳定状态下，反激变压器磁通增量Δ∮在Ton时的变化必须等于在toff时的变化，否则会造成磁芯饱和。故Δ∮=Vin*Ton/Np=Vs*Toff/Ns,即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝的伏特/秒值。

　　故根据变压器伏秒平衡原则，可推导出DCM/CCM工作模式下的输出电压计算公式：Vin*DT=nVo*(1-D)T

　　2两种工作模式的区别

　　由DCM与CCM的电流波形可以看出：DCM状态下在开关管导通期间，能量完全转移中波形具有较高的原边峰值电流，这是因主初级电感值Lp相对较低之故，使Lp急剧升高，其负面影响是增加了绕组损耗和输入滤波电容器的纹波电流，从而要求开关管必须具有高电流承载能力，方能安全工作。

　　在CCM工作状态中，原边峰值电流较低，但开关管在导通时有较高有漏极电流值，因此导致开关管高功率的消耗，同时为达到CCM，就需要有较高的变压器原边电感值Lp,由于要在变压器磁芯中储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大，而其它系数是相等的。

　　综上所述，DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的，只是在原边峰值电流的定义有些区别（CCM时Ip=Imax-/Imin）。

　　1、储能能力：当变压器工作于CCM方式时，由于出现了直流分量，需要加气隙，使磁化曲线向H轴倾斜，从而使变压器能承受较大的电流，传递更多的能量。

　　P=fxVe∫br H dB(Ve:磁芯和气隙的有效体积)或P=1/2LP(Imax?-Imin?)(Imax、Imin:为导通周末、始端相应的电流值)

　　2、电感值Lp:电感Lp在变压器设计初期不作重点考量，因为Lp只影响开关电源的工作方式，故此一参数由电路工作方式要求作调整。Lp的值与变压器损耗最小值是一致的，如果设计所得Lp大，又要求以CCM方式工作，则刚巧合适。而若需以DCM方式工作时，则只能用增大气隙，降低Lp来达到要求，这样才不会使变压器偏离设计。

　　3、原、副边绕组每匝伏数应保持相同：设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整，而导致副边的每匝伏数低于原边每匝伏数，因而引起副边的每匝伏秒值小于原边，为使其达到平衡就必须减小ton时间，用较长的时间来传输电能到输出端.即要求导通占空比D小于0.5.使电路工作于DCM模式。但在此需注意：若Lp太大，电流上升斜率小，ton时间又短（<50%），很可能在ton结束时，电流上升值不大，出现电路没有能力去传递所需功率的现象。这一现象是因变压器自我功率限制之故，可通过增加气隙和减小电感Lp，使自我限制作用不会产生来然解决此问题。

　　4、反激变换器的主功率管需加吸收电路，用于吸收开关管在反激时的电压尖峰。

　　主管吸收电容的空值计算公式：

　　C=Id*(tr+tf)/Vds

　　主管吸收电阻的阻值计算公式：

　　R=Ton/3C