单片机复位电路主要有四种类型:

　　(1)微分型复位电路：

　　(2)积分型复位电路：

　　(3)比较器型复位电路：

　　比较器型复位电路的基本原理。上电复位时,由于组成了一个RC低通网络,所以比较器的正相输入端的电压比负相端输入电压延迟一定时间.而比较器的负相端网络的时间常数远远小于正相端RC网络的时间常数,因此在正端电压还没有超过负端电压时,比较器输出低电平,经反相器后产生高电平.复位脉冲的宽度主要取决于正常电压上升的速度.由于负端电压放电回路时间常数较大,因此对电源电压的波动不敏感.但是容易产生以下二种不利现象：

　　(1)电源二次开关间隔太短时,复位不可靠：

　　(2)当电源电压中有浪涌现象时,可能在浪涌消失后不能产生复位脉冲。

　　为此,将改进比较器重定电路,如图9所示.这个改进电路可以消除种现象,并减少第二种现象的产生.为了彻底消除这二种现象,可以利用数字逻辑的方法与比较器配合,设计的比较器重定电路。此电路稍加改进即可作为上电复位与看门狗复位电路共同复位的电路,大大提高了复位的可靠性。

　　(4)看门狗型复位电路.

　　看门狗型复位电路主要利用CPU正常工作时,定时复位计数器,使得计数器的值不超过某一值;当CPU不能正常工作时,由于计数器不能被复位,因此其计数会超过某一值,从而产生复位脉冲,使得CPU恢复正常工作状态.此复位电路的可靠性主要取决于软件设计,即将定时向复位电路发出脉冲的程序放在何处.一般设计,将此段程序放在定时器中断服务子程序中.然而,有时这种设计仍然会引起程序走飞或工作不正常.原因主要是:当程序"走飞"发生时定时器初始化以及开中断之后的话,这种"走飞"情况就有可能不能由Watchdog复位电路校正回来.因为定时器中断一真在产生,即使程序不正常,Watchdog也能被正常复位.为此提出定时器加预设的设计方法.即在初始化时压入堆栈一个地址,在此地址内执行的是一条关中断和一条死循环语句.在所有不被程序代码占用的地址尽可能地用子程序返回指令RET代替.这样,当程序走飞后,其进入陷阱的可能性将大大增加.而一旦进入陷阱,定时器停止工作并且关闭中断,从而使Watchdog复位电路会产生一个复位脉冲将CPU复位.当然这种技术用于实时性较强的控制或处理软件中有一定的困难。

　　复位电路的Multisim仿真结果如图所示。在图中，当电源电压上升到一定值时，复位信号跳高使控制部分正常工作。图中，处于上方的信号是电压信号，处于下方的信号是复位信号。

　　图 复位电路波形

　　TMS320C5409型号DSP采用3．3V和1．8V电压供电，其中I／O采用3．3V电压，芯片内核采用1．8V电压，内核采用低电压供电可以降低整个芯片的工作功耗。本节介绍TPS73xx系列的电压转换芯片，它们是TI公司为了配合C54xx系列DSP而专门设计的电压转换芯片。

　　TPS73xx系列的电压转换芯片包括3种固定输出电压的稳压器：TPS7333（3．3V）、TPS7348（4．85V）以及TPS7350（5V）。同时，该系列还提供输出可调的低降落稳压器（LDO）TPS7301（1．2～9．75V）。此外，TPS73xx系列的LDO和早期的LDO电压转换芯片相比有许多优点，例如改进节省功率的关断方式，增加电源电压监控功能等。

　　常规的LDO稳压器采用PNP通路元件。PNP通路元件的基流正比于通过稳压器的负载电流，其实际工作电流比典型的静态电流与负载电流关系曲线中给出的电流大。因此，采用PNP通路元件的电压转换芯片，可能会导致常规的LDO稳压器进人降落状态，从而使电流趋于饱和，为了维持负载电流，此时PNP通路元件的基极电流就会增加。如果这种情况发生在芯片上电期间，会导致较大的启动电流，而限制的电源电流无法满足启动电路，将使启动失败。因此，当负载变化时，常规LDO稳压器可能无法正常工作。

　　TPS73xx系列LDO克服了常规LDO稳压器的弊端，它具有非常低的静态电流，即使对于变化较大的负载，静态电流仍能保持稳定。TPS73xx系列LDO采用晶石金属氧化物半导体（PMOS，Pachnolite Metal－Oxide－S emiconductor）晶体管来传送电流。PMOS元件的栅极是电压驱动的，所要求的工作电流较低，且在全负载范围内其工作电流能保持不变。因而采用PMOS通路元件的电压转换芯片，即使稳压器处于降落状况，静态电流仍然保持较低值。所以当负载发生变化时，TPS73xx系列LDO仍能正常工作。

　　TPS73xx的另一个特点是具有关断特性。当关断时，可以使电源输出处于高阻状态（基本上等于反馈分压电阻），并使静态电流减至0．5μA以下。当不使用关断特性时，器件对使能端的跃变可以迅速做出反应，通常在120μs之后可重新建立起稳定的输出电压。

　　TPS73xx上电时，输出电压跟踪输入电压。由于R巳SET输出是漏极开路的NMOS，所以应当使用上拉电阻，以确保显示逻辑信号为高电平。因此，当输入电压接近有效RESET信号所需的最小值（250时规定为1．5V，在整个推荐工作范围内为1．9V）时，RESET输出有效（低电平）；当输出电压达到合适的正向输入门限时，200μs（典型值）的超时周期开始（在此周期内，RESET输出保持低电平）；一旦超时周期结束，RESET输出便变为无效。

　　在欠压状态下，TPS73xx的RESET输出能启动复位信号，该信号能实现对DSP的复位。TPS73xx通过内部的比较器来监视稳压器的输出电容，从而检测输出电压是否处于欠压状态。当欠压状态发生时，RESET输出晶体管导通，使RESET信号变为低电平。

　　TPS73xx电源掉电时，电源电压监控功能将被激活。当输人电压下降且达到降落电压时，输出电压将随输人电压的下降而线性地下降。当输出电压降至低于规定的负向输人门限以下时，RESET输出变为有效（低电平）。如果输人电压降至有效RESET所需的最小值以下，那么RESET是不确定的。因为电路具有监视稳压器输出电压的功能，所以RESET输出可以被禁止稳压器触发，或者被任何能导致输出降至规定的负向输人门限以下的故障状态（如输出短路和低输入电压等）触发。如果输出电压恢复正常（如故障排除后，稳压器恢复正常供电），内部定时器将被启动，它将在200μs（典型值）的超时周期内使RESET信号保持有效。

　　TPS73xx电路中输入和输出电容的选择。TPS73xx不需要输入电容。但当它离电源的距离大于几英寸时，瓷片旁通电容（0．047pF至0．1μF）可以改进负载的瞬态响应。如果有快速上升时间的大负载瞬变（数百毫安），就必须使用大容量的电解电容。通常必须选择与TPS73xx相匹配的输人和输出电容。如果输入和输出电容选择不适当，那么瞬变负载或电源脉冲可能导致TPS73xx复位信号的产生。如果使用的ESR输出电容较高，那么快于5μs的负载瞬变可能产生TPS73xx复位信号。如果瞬变宽度很窄，那么瞬变期间内，输出电压的尖峰可以低于复位门限而不触发TPS73x的复位电路。在触发复位电路之前，1μs的瞬变必须降至比门限低500mV。2μs的瞬变可以在刚好低于门限400mV处触发RESET。ESR的输出电容低，可以通过减少瞬变期间输出电压的下降而有助于正常工作，当预期可能发生快瞬变时，应当使用低ESR的输出电容。

　　TPS73xx与外部设备的连接。为了保证稳压器正常工作，外部设各的传感器输出端必须连接到TPS73xx稳压器的输入端，在TPS73xx系列电压转换芯片的内部，电源通过电阻分压网络连接至高阻宽带放大器，噪声拾取反馈通至稳压器输出，这两个端点之间的连线应尽可能短。但是远程检测时，外部设各的传感器输出端可以在关键处进行连接，以改进连接的性能。连接的布线方式应该尽量避免噪声拾取或使噪声拾取为最小。尽量不要在传感器与稳压器输出之间加RC网络来滤除噪声，因为这样可能会引起稳压器振荡。TPS7301的硬件连接如图1所示。

　　图1 TPS7301的连接

　　图1的外部电阻分压器可调整稳压器输出电压。控制稳压器输出电压的关系如下：

　　电阻R1和R2选择的准则是使得分压器电流近似于7μA。推荐的R2的阻值为169kΩ，R1的阻值根据所需的输出电压来调整（一般为82kΩ）。因为FB端的漏电流会引起误差，所以应当避免使用较大值的R1与R2。根据上述关系式可得到R1的表达式，R1＝（V0／VREF-1）×R2，得到不同输出电压对应的R1阻值如表所示，表中电阻单位为KΩ。

　　表      输出电压

　　注：符合表中阻值的电阻属于高精度电阻。实际中可以使用普通阻值的电阻，例如，对于1．8V电压输出，可以选择R1＝82kΩ与R2＝180kΩ的值。

　　TPS7333的应用和TPS7301的应用基本一致，请参照有关芯片手册。详细的TPS7301和TPS7333的电压转换连接如图2所示。

　　图2 TPS7301和TPS7333的连接

　　很多产品要求辅助直流输出为外部器件或子系统提供电源。如果这些子系统是热连接的，一定要保护辅助输出免于短路。采用熔丝的方案反应是迟钝的，并且导致内部直流电压轨电压下降，可能影响到主系统。

　　如图所示的电路，提供了脉冲电流将其限制在非常低的成本。它可以处理输出的瞬间或持续短路。输入范围的影响仅仅是很小的干扰(glitch)(在数百微秒内的几百毫伏)。U1是施密特触发脉冲反相器(74HC14)，Q2是开关，而RSENSE是电流感应电阻。对该电路而言，VIN=12 V，并且该电路被设计成负载电流为0.6A。

　　在通常条件下(负载电流小于500mA)Q1关闭，V1=0 V，V2=0V，C1放电，而V3=5V，Q3、Q2打开，并且VOUT=12V。

　　如果负载电流上升到大于0.6A，Q1打开，V1增大，而C1在很小的时间常数(C1×R1)下通过D1充电。当V2增大到大于74HC14的断路点上限时，V3下降，并且Q3、Q2关闭，而负载电流变为零。然后，Q1关闭，V1开始下降，而C1在较大的时间常数(C1×R2)下放电。在较长的周期(依赖于C1和R2)以后，V2变低，V3的开关变高，而串联的开关管(Q2)打开。

　　如果持续短路，该脉冲开关连续打开和关闭。对于高电流的应用而言，RSENSE上的功耗成为问题。所以，Q1可以用高端电流传感器来代替，该传感器有放大作用(类似Zetex的ZXCT1021)，具有适当的电路改进。D2是用于当电源被关闭时C1放电的保护二极管。Q2具有足够的额定电流(4到5A)。设计师也可以考虑施密特触发器短路点的容差。Q2也可以用P沟道MOSFET来代替，从而具有更低的正向压降。对更高的电压(例如24V)，MOSFET栅-源应该被保护：其不可以超过齐纳二极管的击穿电压。

　　当输出被1Ω电阻短路时，得到的V2是2到3.2V之间的锯齿波，其上升时间是500μs，延迟时间是1s。输出电流脉冲的幅度大约是1.5A持续500μs，而在输入幅度的干扰是0.2V持续500μs。C1可以是一个较低的值(如0.47μF)，以此来减小短路电流的脉冲宽度。